7.2.2.1 Funktion der Schaltung

  
Abbildung 7.19: DMOS-Transistor-Treiberschaltung mit -Begrenzung.

Im allgemeinen wird bei einem Leistungsschalter versucht, die Schaltgeschwindigkeit möglichst hoch zu machen, um die während des Schaltvorgangs im Transistor umgesetzte Energie möglichst gering zu halten. Jedoch sind rasche Schaltvorgänge speziell bei großen geschalteten Strömen mit der Abstrahlung von elektromagnetischen Wellen verbunden, die andere Schaltungen etwa durch unvermeidliche Einkopplung in Zuleitungen beeinträchtigen können. Die in Abb. 7.19 dargestellte Schaltung enthält eine relativ einfache, aber sehr wirkungsvolle Methode, um einerseits die gesamte Schaltdauer gering zu halten und andererseits die zeitlichen Stromänderungen () zu begrenzen.

  
Abbildung 7.20: Prinzip der -Begrenzung in einer DMOS-Transistor-Treiberschaltung.

Abb. 7.20 zeigt das Prinzip einer DMOS-Transistor-Treiberschaltung mit den sich ergebenden Spannungs- und Stromverläufen beim Ein- und Ausschalten [142]. Die Gate-Source-Kapazität des DMOS-Transistors ist durch ein diskretes Bauelement angedeutet. Der Gatestrom lädt nach Anlegen eines Low-Signals am Eingang IN (Inverter) die Gate-Source-Kapazität auf, bis sie die Schwellspannung erreicht. Dann beginnt der Strom, durch den DMOS-Transistor zu fließen. Das Laden bzw. Entladen der großen Kapazitäten des DMOS-Transistors verzögert also das Ein- und Ausschalten. Aber erst nachdem der Drainstrom sich zu ändern beginnt, werden elektromagnetische Störungen erzeugt. Somit erscheint es vorteilhaft, zu Beginn des Schaltvorgangs den Gatestrom des DMOS-Transistors groß zu machen, wenn sich aber der Laststrom wesentlich zu ändern beginnt, die Änderung des Laststroms jedoch durch einen reduzierten Gatestrom zu begrenzen. In Abb. 7.20 ist z.B. eine Umschaltung zwischen den zwei verschiedenen Gateströmen bei und des maximalen Laststroms vorgesehen. Der tatsächlich ausgeführten DMOS-Transistor-Treiberschaltung mit -Begrenzung liegt dieses Prinzip zugrunde, allerdings sind die Umschaltpunkte nicht über eine Strommessung, sondern über eine Gatespannungsmessung realisiert.

Im Sinne eines geringen On-Widerstands wird für die Gatespannung des 9000zelligen DMOS-Transistors wie in der ersten Schaltung eine über der internen Versorgungsspannung liegende Spannung () verwendet. Diese ist allerdings wesentlich höher belastbar als eine Ladungspumpe als Quelle (vgl. VCP aus Abb. 7.14). Wegen des zulässigen Spannungsbereichs für müssen die Transistorpaare M1 und M2 (laterale -Kanal Transistoren) und der Transistor M6 (einzelliger vertikaler -Kanal DMOS-Transistor) als Hochvolt-Transistoren ausgeführt werden. Der Transistor M20 dient lediglich zur Abschaltung des DMOS-Transistors über den Eingang TMP, der etwa im Falle einer Überhitzung des ICs über eine in der Schaltung nicht enthaltene Temperaturüberwachung angesteuert wird.

  
Abbildung 7.21: DMOS-Transistor-Treiberschaltung mit -Begrenzung, Einschaltteil.

Wird am Eingang IN ein High-Signal angelegt, so wird der Transistor M4 eingeschaltet, der Strom, der durch das Transistorpaar M3 bedingt wird, fließt durch M4 gegen Masse ab, da die Gatespannungen der Transistoren M5, M10 und M11 an Masse liegen. Der gesamte restliche Teil zum Abschalten des DMOS-Transistors ist damit stromlos und somit ohne Einfluß.

Der für das Einschalten wesentliche Teil der Schaltung ist in Abb. 7.21 herausgezeichnet. Dieser IC enthält ähnlich wie der zuvor besprochene eine interne Stromquelle, die liefert. Zusammen mit dem Transistor M21 legt sie die Ströme durch die Transistoren M7 und M9 fest. Wird ein High-Signal an den Eingang IN gelegt, so wird der Transistor M6 leitend, und ein Strom von (entsprechend dem Weitenverhältnis von M21 und M7) fließt durch M6 und das Paar von Stromspiegeltransistoren M1 (M1-1 und M1-2 sind parallel geschaltet). Entsprechend dem Weitenverhältnis von M1 zu M2 fließt dieser Strom versechsfacht als Ladestrom in das Gate des DMOS-Transistors.

Der einzellige vertikale -Kanal DMOS-Transistor M17 ist eine Abwandlung des Standard-DMOS-Transistors mit einer wesentlich geringeren Schwellspannung (ca. im Vergleich zu ). Solange die Gatespannung des Leistungsschalters M24 unterhalb der Schwellspannung von M17 liegt, sperrt M17, und das Gatepotential von M8 liegt auf . Kann durch M19 kein Strom fließen, beträgt seine Drain-Source-Spannung , da seine Gatespannung durch M23 und die -Stromquelle festgelegt ist. Somit fließen in diesem Betriebszustand durch M6 zusätzliche (gegeben durch das Weitenverhältnis von M21 und M9). Damit erfolgt bis zu einer Gatespannung von ca. am Leistungsschalter die Aufladung des Gates mit . Erreicht die Gatespannung an M24 ca. , wird M17 leitend, und der Strom von ca. durch M19 fließt gegen Masse ab, der Transistor M8 sperrt, der Gateladestrom sinkt auf . Die Umschaltung erfolgt also in Abhängigkeit von der Gatespannung des Leistungsschalters. Da ein nennenswerter Drainstrom erst bei Erreichen der Schwellspannung zu fließen beginnt, wäre eine Umschaltung bei spätestens der Schwellspannung des Leistungstransistors ausreichend. Damit könnte man für M17 auch einen einzelligen DMOS-Transistor mit gleicher Einsatzspannung wie M24 wählen. Die Wahl des Typs mit niedrigerer Einsatzspannung gibt jedoch einen Sicherheitsspielraum bezüglich Fertigungstoleranzen oder lokaler Erwärmung des Leistungsschalters (die Schwellspannung eines MOSFETs sinkt mit steigender Temperatur). Die maximale Gatespannung am Leistungsschalter wird durch eine Zenerdiode auf einen Maximalwert von geklemmt.

  
Abbildung 7.22: DMOS-Transistor-Treiberschaltung mit -Begrenzung, Ausschaltteil.

Abb. 7.22 zeigt den für das Ausschalten wesentlichen Teil der Schaltung. Geht das Signal am Eingang IN auf Low, sperrt der Transistor M6, und der Stromspiegel gebildet aus M1 und M2 ist ebenfalls stromlos. Damit hat der für das Einschalten verantwortliche Schaltungsteil beim Ausschalten keine Bedeutung.

Wird am Eingang IN in eingeschaltetem Zustand ein Low-Signal angelegt, so wird der Transistor M4 gesperrt, und der durch das Transistorpaar M3 zur Verfügung gestellte Strom von fließt in den Stromspiegelteil, der durch das Transistorpaar M5 gebildet wird. Der Strom von ergibt sich aus dem Weitenverhältnis von der Transistoren M22 und M3. Dieser Strom wird durch den Transistor M10 vervierfacht. Damit fließt ein Strom von vom Gate des Leistungsschalters ab.

Über dem Transistor M15 fällt eine Spannung, die etwas größer als die Schwellspannung ist, ab (siehe auch die Kurve für in Abb. 7.15). Da der von M18 gelieferte Strom mit relativ klein ist, wird diese Spannung aber auch nicht wesentlich über der Schwellspannung dieses Standard-DMOS-Transistors () liegen. Befindet sich die Gate-Source-Spannung von M16 über der Schwellspannung (also die Gatespannung von M16 und damit jene des Leistungsschalters M24 über ca. der zweifachen Schwellspannung), dann liegt der Eingang des aus M13 und M14 gebildeten Inverters auf Low. Der Inverter ist so dimensioniert, daß er, obwohl das Low-Signal über der Schwellspannung des Transistors M13 liegt, sicher funktioniert. Der in diesem Zustand auftretende Ruhestrom kann im Vergleich zur Gesamtruhestromaufnahme des ICs völlig vernachlässigt werden [141]. Damit wird der Transistor M12 eingeschaltet, und zusätzlich zum Gateentladestrom durch M10 fließt ein Strom von durch M11 (M10 und M11 sind dann parallel geschaltet und haben ein Weitenverhältnis zu M5 von ). Damit wird das Gate des Leistungsschalters mit entladen, bis die Gatespannung ca. die doppelte Schwellspannung erreicht hat.

Die Festlegung dieser Umschaltschwelle bei der doppelten Schwellspannung (ca. ) erscheint willkürlich. Ein höherer Wert ist aufgrund der soeben besprochenen Inverterschaltung nicht möglich, ein niedrigerer wurde nach praktischen Versuchen mit Rücksicht auf eventuelle Fertigungstoleranzen verworfen. Unterschreitet die Gatespannung des Leistungsschalters die Schaltschwelle von M16, dann sperrt dieser, über M18 fällt ab, und M12 wird über den Inverter gesperrt. Der Gateentladestrom wird auf reduziert.

Man sieht, daß die Schaltung zur Stromumschaltung beim Abschalten aufwendiger ist. Außerdem ist der Umschaltzeitpunkt bei der doppelten Schwellspannung aus praktischen Gründen gewählt und erscheint in bezug auf das eigentliche Ziel, die Änderungsgeschwindigkeit des Stroms zu begrenzen, willkürlich.